1.一种低风速永磁直驱风电机组的谐波抑制降耗控制方法，所述低风速永磁直驱风电机组，包括：永磁同步风力发电机、机侧变流器、网侧变流器；所述机侧变流器一端与所述永磁同步风力发电机的定子相连，另一端与所述网侧变流器相连；所述网侧变流器通过工频变压器与电网相连；所述机侧变流器为维也纳整流器，所述维也纳整流器包括三个双向开关单元、两个输出电容；所述两个输出电容为串联连接，其中，与所述维也纳整流器的直流输出端正极相连的输出电容称为上电容，与所述维也纳整流器的直流输出端负极相连的输出电容称为下电容；所述网侧变流器为电压源变流器，所述电压源变流器包括LCL滤波器；

其特征在于，采用如下步骤：

步骤1，采用基于滑模观测器的无位置传感器算法获取d轴位置角θse；具体过程为：

11)所述永磁同步风力发电机的定子输出频率和幅值均可变化的三相交流电，其电压分别记为ua、ub、uc，其电流分别记为ia、ib、ic；将ua、ub、uc经abc/αβ坐标变换得到uα和uβ；将ia、ib、ic经abc/αβ坐标变换得到iα和iβ；

12)所述永磁同步风力发电机在αβ坐标系下的电压方程为式中，Ls为定子电感；Rs为定子电阻；ωe为所述永磁同步风力发电机的电角速度；ψf为所述永磁同步风力发电机的转子永磁体磁链；θse为d轴相位角，并且有式中，esα、esβ分别为反电动势的α轴和β轴分量；

13)为便于应用滑模观测器来估计反电动势，将式(1)的电压方程改写为电流状态方程形式：

14)为获得反电动势esα、esβ的估计值esα,e、esβ,e，滑模观测器设计为：式中，iα,e、iβ,e分别为所述滑模观测器输出的定子电流iα、iβ的估计值；uα、uβ为所述滑模观测器的输入值；

15)将式(3)、(4)进行作差，可得定子电流误差方程为：

16)滑模控制率设计为：

式中，sgn()为符号函数；k为发电机空载反电动势最大幅值，且满足：k＞max{esα,esβ}   (7)

17)滑模面设计为(iα‑iα,e)、(iβ‑sβ,e)，通过在正、负滑模面间高速切换，使反电动势误差(esα‑esα,e)、(esβ‑esβ,e)迅速收敛为0，此时可得：实际运行中esα,e、esβ,e是不连续的高频切换信号，为获取连续波形，需要外加低通滤波器，即表示为：式中，τ0为低通滤波器的时间常数；

18)在获得esα、esβ后，通过反正切函数方法获得θse，即表示为：滤波处理会引发相位延迟，在式(10)基础上添加角度补偿，即表示为：式中，ωc为低通滤波器的截止频率，且有ωc＝1/τ0；

步骤2，对于所述机侧变流器，采用谐振角频率可变的比例积分谐振控制器对指定次谐波进行抑制；具体过程为：

21)根据所述永磁同步风力发电机的电角速度ωe，得到定子电流的基波频率，然后对定子电流is进行快速傅里叶分解，按照式(12)求得电流畸变率THD：式中，I1为基波电流幅值，Ik为第k次谐波电流幅值；

22)所述永磁同步风力发电机的定子电压、电流经abc/dq坐标变换分别得到ud、uq和id、iq；

*

23)设定THD的参考值THD ＝0，将此参考值与其实际值做差输入第一PI控制器，所述第* * *一PI控制器的输出与Te/(1.5pψf)相加，得到iq参考值iq，其中Te为所述永磁同步风力发电机的电磁转矩Te的参考值；

*

24)将定子电流的参考值iq 与其实际值iq做差，输入第一比例积分谐振控制器，所述第一比例积分谐振控制器的输出与q轴前馈解耦补偿项‑ωeLsid+ωeψf相加，得到所述永磁同*步风力发电机的定子电压的q轴分量uq的参考值uq；

所述第一比例积分谐振控制器的传递函数为：

式中，Kp为比例系数，Ki为积分系数；ωcs为控制器带宽；h为谐波阶数；Kh为h次谐波谐振增益系数；

*

25)令所述永磁同步风力发电机的定子电流的d轴分量id的参考值id ＝0，并将之与其实际值id做差输入第二比例积分谐振控制器，所述第二比例积分谐振控制器的输出与d轴前馈解耦补偿项ωeLsiq相加，得到所述永磁同步风力发电机的定子电压的d轴分量ud的参*考值ud；所述第二比例积分谐振控制器的传递函数与所述第一比例积分谐振控制器的传递函数相同；

步骤3，采用基于零序分量注入和中点电位平衡的载波脉宽调制技术对所述维也纳整流器实施控制；具体过程如下：* *

31)将步骤24)和25)得到的定子电压参考值uq 和ud，经dq/abc变换得到电压ua、ub、uc的* * *参考值ua 、ub、uc ，令所述维也纳整流器的直流侧电压Udc的一半作为基准值，即Udc/2，对* * * * * * * * *ua、ub、uc进行标幺化，分别得到标幺值uap、ubp、ucp，求出uap、ubp、ucp中的最大值和最小值，分别记为upmax、upmin；

32)定义零序分量为u0：

u0＝‑0.5(upmax+upmin)                                     (14)* * * * * * * * *

33)将所述零序分量分别注入uap、ubp、ucp，得到map 、mbp、mcp，求出map 、mbp 、mcp中的最大值和最小值，分别记为mpmax、mpmin；

34)测量所述维也纳整流器的上电容的两端电压U1和下电容的两端电压U2；两者做差输入第二PI控制器，所述第二PI控制器的输出记为抑制因子z；

35)将所述抑制因子z经过限幅器对其限幅，其上限为1‑mpmax，其下限位‑1‑mpmin；

* * *

36)将经过限幅器的抑制因子z分别与步骤33)得到的map 、mbp、mcp 相加，得到修正后的* * *电压参考值uam、ubm、ucm；

* * *

37)将修正后的电压参考值uam、ubm 、ucm 通过载波脉宽调制得到所述维也纳整流器的三个双向开关单元的驱动信号，驱动三个双向开关单元工作；

步骤4，所述网侧变流器采用电容电流反馈的有源阻尼控制和准比例谐振控制相结合控制策略，进行网侧电流滤波；具体过程为：

41)外环采用准谐振控制：将满足并网要求的三相电流值作为网侧三相电流的参考值*igabc，控制目标为使滤波器输出电流与电网电压同相，即：* * *

将参考电流igabc经abc/αβ坐标变换得到igα和igβ，分别与各自的实际电流igα和igβ进行做差后，分别输入至第一准比例谐振控制器和第二准比例谐振控制器；

所述第一准比例谐振控制器和第二准比例谐振控制器的传递函数均为：式中，Kp为比例增益系数；Kr为谐振增益系数；ωcg为控制器带宽；ωres为谐波频率；

42)内环采用电容电流反馈有源阻尼控制：将所述网侧变流器的LCL滤波器电路中电容支路电流iCa、iCb、iCc经abc/αβ坐标变换得到iCα和iCβ，步骤41)所述第一准比例谐振控制器*的输出与iCα做差，经第三PI控制器得到并网电压参考值ugα；步骤41)所述第二准比例谐振*控制器的输出与iCβ做差，经第四PI控制器得到并网电压参考值ugβ；

* *

43)将ugα 和ugβ 经SVPWM模块调制后产生驱动信号，驱动所述网侧变流器的功率开关管，控制所述网侧变流器工作。