1.一种双通道宽带霍尔电流传感器，其特征在于，包括1个低频通路，1个高频通路，1个匹配网络，1个时钟产生电路和1个片上S型铜轨；所述的低频通路输出端口为Vo_cds1、Vo_cds2，分别连接所述的匹配网络输入端口Vi_l1、Vi_l2；所述的高频通路输出端口为Vo_lo1、Vo_lo2，分别连接所述的匹配网络输入端口Vi_h1、Vi_h2，所述的匹配网络输入端口为Vi_l1、Vi_l2、Vi_h1、Vi_h2，输出端口为Vout_p、Vout_n；所述的时钟产生电路输出端口T1～T4、T5、T6、T7～T9连接所述的低频通路时钟输入端口clk1～clk4、clk5、clk6、clk7～clk9，所述的时钟产生电路输出端口T10、T11连接所述的高频通路时钟输入端口clk10、clk11；

所述的低频通路包括动态旋转电流电路、电流积分放大电路、相关双采样电路；所述的动态旋转电流电路输出端口Vo1、Vo4共同连接所述的电流积分放大电路输入端口Vi_1，所述的动态旋转电流电路输出端口Vo2、Vo3共同连接所述的电流积分放大电路输入端口Vi_

2，所述的电流积分放大电路输出端口Vo_i1，Vo_i2分别连接所述的相关双采样电路输入端口Vi_cds1、Vi_cds2，所述的相关双采样电路输出端口Vo_cds1、Vo_cds2分别连接所述的匹配网络电路输入端口Vi_l1、Vi_l2；

所述的动态旋转电流电路包括两个结构相同的旋转电流电路(CS1和CS2)、两个相同的跨导放大电路(GM1和GM2)；旋转电流电路CS1包含16只NMOS管M1～M16、一个霍尔探头X1、一个偏置电流源Ibias，NMOS管M1～M4的漏极共同接到输入偏置电流源Ibias的输出端，偏置电流源Ibias的输入端连接电压源VDD，NMOS管M1～M4的栅极分别依次接到时钟信号输入端口clk1～clk4，NMOS管M1～M4的源极分别依次连接霍尔探头X1的a端口、b端口、d端口、c端口；NMOS管M5～M8的源极共同接到GND，NMOS管M5～M8的栅极分别依次接到时钟信号输入端口clk1～clk4，NMOS管M5～M8的漏极分别依次接到霍尔探头X1的a端口、b端口、d端口、c端口；NMOS管M9～M12的源极共同接到外部端口Vs1，NMOS管M9～M12的栅极分别依次接到时钟信号clk1～clk4，NMOS管M9～M12的漏极分别依次接到霍尔探头的c端口、a端口、d端口、b端口；NMOS管M13～M16的源极共同接到外部端口Vs2，NMOS管M13～M16的栅极分别依次接到时钟信号输入端口clk1～clk4，NMOS管M13～M16的漏极分别依次接到霍尔探头X1的d端口、b端口、c端口、a端口；NMOS管M1‑M16的衬底接地；旋转电流电路CS2包含16只NMOS管M1～M16、一个霍尔探头X2、时钟信号输入端口clk1～clk4、偏置电流源Ibias和外部输出端口Vs3、Vs4，旋转电流电路CS2电路结构和旋转电流电路CS1电路结构一致；所述的旋转电流电路CS1输出端口Vs1、Vs2连接跨导放大电路GM1输入端口V1、V2，旋转电流电路CS2输出端口Vs3、Vs4连接跨导放大电路GM2输入端口V3、V4；

所述的电流积分放大电路包括放大器OPA、电容C1、电容C2、开关K1～开关K4；开关K1、K2连接时钟信号clk5，开关K3、K4连接时钟信号clk6，跨导放大电路GM1输出端口Vo1、Vo2分别连接电流积分放大电路输入端口Vi_1、Vi_2，跨导放大电路GM2输出端口Vo3、Vo4分别连接电流积分放大电路输入端口Vi_2、Vi_1，输入端口Vi_1通过开关K1连接放大器OPA同相输入端口，开关K1另一端口分别连接开关K3一端口和电容C1一端口，开关K3另一端口和电容C1另一端口共同连接放大器OPA反相输出端Vo_i1，输入端口Vi_2通过开关K2连接放大器OPA反相输入端口，开关K2另一端口分别连接开关K4一端口和电容C2一端口，开关K4另一端口和电容C2另一端口共同连接放大器OPA同相输出端口Vo_i2；

所述的相关双采样电路包括放大器OPA1、电容C3～C8、开关K5～开关K12；开关K5、K6、K9、K10共同连接时钟信号clk7，开关K7、K11共同连接时钟信号clk8，开关K8、K12共同连接时钟信号clk9；输入端口Vi_cds1与电容C3一端连接，电容C3另一端不仅通过开关K5连接放大器OPA1输出端口Vn，而且与电容C4一端连接，电容C4另一端不仅通过开关K6连接地，而且通过开关K7连接放大器OPA1输出端Vn，放大器OPA1输出端Vn通过开关K8与电容C5一端连接并作为输出端口Vo_cds1，电容C5另外一端与地连接；输入端口Vi_cds2与电容C6一端连接，电容C6另一端不仅通过开关K9连接放大器OPA1输出端口Vp，而且与电容C7一端连接，电容C7另一端不仅通过开关K11连接地，而且通过开关K10连接放大器OPA1输出端Vp，放大器OPA1输出端Vp通过开关K12与电容C8一端连接并作为输出端口Vo_cds2，电容C8另外一端与地连接；

所述的高频通路包括两个结构相同的偏置电路(N_CS1和N_CS2)、电压放大电路、放大与失调校准电路；所述的偏置电路输出端口Vno1、Vno2、Vno3、Vno4连接电压放大电路输入端口Vi_ns1、Vi_ns2、Vi_ns3、Vi_ns4，电压放大电路输出端口Vo_ns1、Vo_ns2分别连接放大与失调校准电路输入端口Vi_lo1、Vi_lo2，放大与失调校准电路输出端口Vo_lo1、Vo_lo2连接匹配网络输入端口Vi_h1、Vi_h2；

所述的偏置电路N_CS1包括一个霍尔探头X3和一个偏置电流Ibias端，偏置电流Ibias从霍尔探头X3的b端口流进，霍尔探头X3的d端接地，霍尔探头X3的a端口和c端口为输出端口Vno1、Vno2，输出端口Vno1、Vno2分别连接电压放大电路输入端口Vi_ns1、Vi_ns2，所述的偏置电路N_CS2包括一个霍尔探头X4和一个偏置电流Ibias端，偏置电流Ibias从霍尔探头X4的b端口流进，霍尔探头X3的d端接地，霍尔探头X4的a端口和c端口为输出端口Vno3、Vno4，输出端口Vno3、Vno4分别连接电压放大电路输入端口Vi_ns3、Vi_ns4；所述的电压放大电路包括跨导放大电路GM3、GM4，电阻R1，电阻R2；跨导放大电路GM3的同相输出端口与跨导放大电路GM4的反相输出端口连接在一起为输出端口Vo_ns1，跨导放大电路GM3的反相输出端口与跨导放大电路GM4的同相输出端口连接在一起为输出端口Vo_ns2，输出端口Vo_ns1、Vo_ns2分别连接电阻R1、电阻R2一端口,电阻R1、电阻R2另一端口分别接地；

所述的放大与失调校准电路包括放大器OPA2、模数转换器ADC、电流模式DAC、固定电流源I1、I4、可调控电流源I2、I3、开关K13；输入端口Vi_lo1连接放大器OPA2输入端口VIP，放大器OPA2输入端口VIP分别串联一个可调控电流源I2和固定电流源I1，输入端口Vi_lo2连接放大器OPA2输入端口VIN，放大器OPA2输入端口VIN分别串联一个可调控电流源I3和固定电流源I4，放大器OPA2输出端口Vo通过开关K13连接ADC，开关K13连接时钟信号clk11，电流模式DAC包括17只PMOS管M1～M17、9只PMOS管M24～M32、9个时钟信号输入端口S0～S8(输入端口S0连接的时钟信号为clk10、输入端口S1～S8连接的时钟信号为ADC输出的8位数字信号)，可调控电流源I2包括6只NMOS管M33～M38，可调控电流源I3包括4只PMOS管M18～M21，带隙基准输出端口Ierf连接M22管源极，M0管、M9管、M22管、M23管形成共源共栅结构，M22管、M0管栅极共同连接在M22管的漏极，M22管的漏极连接M23管源极，M23管和M9管栅极共同连接M23管漏极，M23管漏极连接GND，PMOS管M0～M8源极共同连接电源电压VDD，M0～M8管栅极共同连接M22管栅极，PMOS管M9～M17源极分别连接PMOS管M0～M8的漏极，PMOS管M9～M17栅极共同连接M23管栅极，PMOS管M24～M32源极分别连接PMOS管M9～M17的漏极，PMOS管M24～M32栅极分别连接时钟信号S0～S8，PMOS管M24～M32漏极共同连接M34管漏极，M33～M35管形成共源共栅结构，M34管和M35管栅极共同连接M34管漏极，M34管和M35管源极分别连接M33管和M36管漏极，M34管和M35管栅极共同连接M34管漏极，M33管和M36管源极共同连接GND，M33管和M36管栅极共同连接M33管漏极，M37管栅极连接M34管栅极，M37管源极连接M38管漏极，M37管漏极为可调控电流源I2输出端口，M38管栅极连接M33管栅极，M38管源极接地，M35管漏极连接M19管漏极，NMOS管M18～M20形成共源共栅结构，M19管和M21管栅极共同连接M19管漏极，M19管和M21管源极分别连接M18管和M20管漏极，M18管和M20管的栅极共同连接M18管漏极，M18管和M20管的源极共同连接电源电压VDD，M21管漏极输出可调控电流源I3，32只PMOS管M1～M32、6只NMOS管M33～M37的衬底接地。

2.根据权利要求1所述的一种双通道宽带霍尔电流传感器，其特征在于，所述的匹配网络包括电容C10～C13、电阻R3～R6、放大器OPA3，输入端口Vi_h1、Vi_h2、Vi_l1、Vi_l2分别依次连接电容C10、C11、电阻R3、R4一端口，电容C10和电阻R4另外一端口共同连接放大器OPA3反相输入端，电容C11和电阻R3另外一端口共同连接放大器OPA3同相输入端，放大器OPA3同相端同时连接电阻R5、电容C12的一端口，电阻R5、电容C12另一端口共同连接放大器OPA3反相输出端口Vout_p，放大器OPA3反相端同时连接电阻R6、电容C13的一端口，电阻R6、电容C13另一端口共同连接放大器OPA3同相输出端口Vout_n。

3.根据权利要求1所述的一种双通道宽带霍尔电流传感器，其特征在于，所述的片上S型铜轨采用集成霍尔探头上方的顶层厚金属设计成S型的载流铜轨，S型铜轨一端流进电流，另外一端为电流流出端口，在S型铜轨的拐角处分别放置两对差分的霍尔探头，分别为霍尔探头(X1和X2)和霍尔探头(X3和X4)，两对差分的霍尔探头作为电流传感器高频通路和低频通路的霍尔探头。

4.根据权利要求1所述的一种双通道宽带霍尔电流传感器，其特征在于，所述的匹配网络对于低频通路是个低通滤波器，截止频率为Fx＝1/(2πR5C12)，其中Fx为匹配网络的截止频率，R5为电阻R5的电阻，C12为电容C12的电容；所述的匹配网络对于高频通路是个高通滤波器，截止频率为Fx＝1/(2πR5C12)，其中Fx为匹配网络的截止频率，R5为电阻R5的电阻，C12为电容C12的电容。

5.实现权利要求1‑4任一项所述的一种双通道宽带霍尔电流传感器的方法，其特征在于，包括：

S1：若S型铜轨流入的电流的频率小于截止频率Fx，则执行步骤S1.1至步骤S1.4：

S1.1：执行霍尔信号极性和失调信号极性的四相旋转调制操作；

S1.2：执行霍尔电流积分放大成霍尔电压操作；

S1.3：执行霍尔电压采样保持操作；

S1.4：执行滤除高频谐波操作；

S2：若S型铜轨流入的电流频率大于截止频率Fx，则执行步骤S2.1至步骤S2.3：

S2.1：执行高频通路直流失调校准操作；

S2.2：执行高频霍尔信号放大操作；

S2.3：执行匹配网络电路操作。

6.根据权利要求5所述的一种双通道宽带霍尔电流传感器的实现方法，其特征在于，所述S1.1中的霍尔信号极性和失调信号极性的四相旋转调制操作具体如下：

进行动态旋转电流电路第一相位操作时，动态旋转电流电路的时钟输入clk1为高电

平，其它时钟输入全部为低电平，旋转电流电路CS1输出的电压为Vh+Vos11+Vc(Vh为霍尔电压，Vc为共模磁场带来的干扰电压，Vos11‑Vos14为霍尔探头X1第一相到第四相旋转电流电路输出的失调电压)，旋转电流电路CS2输出的电压为‑Vh+Vos21+Vc(Vos21‑Vos24为霍尔探头X2第一相到第四相旋转电流电路输出的失调电压)；

进行动态旋转电流电路第二相位操作时，动态旋转电流电路的时钟输入clk2为高电

平，其它时钟输入全部为低电平，旋转电流电路CS1输出的电压为Vh‑Vos12+Vc，旋转电流电路CS2输出的电压为‑Vh‑Vos22+Vc；

进行动态旋转电流电路第三相位操作时，动态旋转电流电路的时钟输入clk3为高电

平，其它时钟输入全部为低电平，旋转电流电路CS1输出的电压为‑Vh+Vos13+Vc，旋转电流电路CS2输出的电压为Vh+Vos23+Vc；

进行动态旋转电流电路第四相位操作时，动态旋转电流电路的时钟输入clk4为高电

平，其它时钟输入全部为低电平，旋转电流电路CS1输出的电压为Vh‑Vos14+Vc，旋转电流电路CS2输出的电压为Vh‑Vos24+Vc；

旋转电流电路CS1输出的四相霍尔电压和失调电压经过跨导放大电路GM1转化为电流

分别为Ih+Ios11+Ic、Ih‑Ios12+Ic、‑Ih+Ios13+Ic、‑Ih‑Ios14+Ic(电流Ih、Ios11‑Ios14、Ic为电压Vh、Vos11‑Vos14、Vc经过跨导放大电路GM1转化为电流的大小)，CS2输出的四相霍尔电压和失调电压混叠信号经过跨导放大电路GM2转化为电流分别为‑Ih+Ios21+Ic、‑Ih‑Ios22+Ic、Ih+Ios23+Ic、Ih‑Ios24+Ic(电流Ih、Ios21‑Ios24、Ic为电压Vh、Vos21‑Vos24、Vc经过跨导放大电路GM1转化为电流的大小)，然后将跨导放大电路GM1输出的每一相霍尔电流和失调电流与跨导放大电路GM1输出的每一相霍尔电流和失调电流进行相减得到新的四相霍尔电流和失调电流

2Ih+Ios11‑Ios21、2Ih‑Ios12+Ios22、‑2Ih+Ios13‑Ios23、‑2Ih‑Ios14+Ios24；

所述S1.2中的霍尔电流积分放大成霍尔电压操作具体如下：

当时钟信号clk1，clk2高电平有效时，跨导放大电路GM1和GM2输出的电流相减后为第一相和第二相的霍尔电流2Ih+Ios11‑Ios21、2Ih‑Ios12+Ios22，在进行第一相和第二相旋转电流时，时钟信号clk5高电平有效时，第一相和第二相的霍尔电流2Ih+Ios11‑Ios21、2Ih‑Ios12+Ios22送入电流积分放大电路进行操作，得到的输出霍尔电压为V1‑2＝4Vh+Vos1‑2，其中4Vh为霍尔电流Ih积分放大后输出的霍尔电压，Vos1‑2为第一相和第二相失调电流经过积分放大后的残余失调电压，随后时钟信号clk6高电平有效时，积分电容C1和C2上的电压清零；

当时钟信号clk3，clk4高电平有效时，跨导放大电路GM1和GM2输出的电流相减后为第三相和第四相位的霍尔电流‑2Ih+Ios13‑Ios23、‑2Ih‑Ios14+Ios24，在进行第三相和第四相旋转电流时，时钟信号clk5高电平有效时，第三相和第四相位的霍尔电流‑2Ih+Ios13‑Ios23、‑2Ih‑Ios14+Ios24进行电流积分操作，得到的输出霍尔电压为V3‑4＝‑4Vh+Vos3‑4，其中‑4Vh为霍尔电流Ih积分放大后输出的霍尔电压，Vos3‑4为第三相和第四相失调电流经过积分放大后的残余失调电压，随后时钟信号clk6高电平有效时，积分电容C1和C2上的电压清零；

所述S1.3中的霍尔电压采样保持操作具体如下：

当相关双采样电路的时钟控制信号clk7高电平有效时，相关双采样电路对电流积分放大电路的输出霍尔电压为V1‑2＝4Vh+Vos1‑2进行第一次采样保持；当相关双采样电路的时钟控制信号clk8高电平有效时，相关双采样电路对电流积分放大电路的输出霍尔电压为V3‑4＝‑4Vh+Vos3‑4进行第二次采样保持，当时钟信号clk9高电平有效时，相关双采样电路用第一次采样保持的电压值V1‑2再减去第二次采样保持的电压值V3‑4，得到电压信号为Vout＝V1‑2‑V3‑4＝8Vh+(Vos1‑2‑Vos3‑4)，输出霍尔电压信号；

所述S1.4中的滤除高频谐波操作具体如下：

两次采样相减得到的霍尔电压再通过匹配网络输入端口Vi_l1、Vi_l2，得到输出霍尔电压信号Vout＝V1‑2‑V3‑4＝8Vh+(Vos1‑2‑Vos3‑4)；

所述S2.1中的高频通路直流失调校准操作具体如下：

当时钟输入端口clk10为高电平，clk11为低电平，时钟输入端口S1‑S8处于低电平，此时带隙基准产生电流I，电流I分别经过共源共栅电流镜同比例复制为可调控电流源I2和I3，可调控电流源I2和I3的电流大小都为I，固定电流源I1和I4的电流大小为If，可调控电流源I2和固定电流源I1的电流差值在电阻R1上产生直流电压V1＝(If‑I)×R1，可调控电流源I3和固定电流源I4的电流差值在电阻R2上产生直流电压V2＝(I‑If)×R2，电阻R1阻值和电阻R2阻值大小相等，此时放大器OPA2输入端VIP和VIN的差分直流电压为V1‑V2，放大器OPA2输出端直流电压Vo＝A×(V1‑V2)+V3，其中A为放大器OPA2增益大小，A×(V1‑V2)为放大器OPA2输入差分的直流电压(V1‑V2)经过放大器OPA2放大后的直流电压，V3为放大器OPA2没有输入差分的直流电压时，放大器OPA2自身输出的直流电压，当时钟输入端口clk10低电平，clk11高电平，开始直流失调校准操作，具体如下：当放大器OPA2输出端直流电压Vo大于VDD/2(VDD/2为放大器OPA2正常工作时输出端的直流电压)时，此时ADC将放大器OPA2输出端口Vo电压量化并输出8位数字信号，这8位数字信号分别依次控制时钟输入端口S1‑S8导通和关断，进而控制电流模式DAC产生比I/2更大电流IDAC1(电流I/2为ADC量化电压Vo＝VDD/2后，电流模式DAC产生的电流)，电流模式DAC产生的电流IDAC1经过共源共栅电流镜同比例复制为可调控电流源I2和I3，从而增大可调控电流源I2和I3电流大小，所以减小A×(V1‑V2)，使得放大器OPA2输出端直流电压Vo下降；

当放大器OPA2输出端直流电压Vo小于VDD/2，此时ADC将放大器OPA2输出端口Vo电压量化并输出8位数字信号，这8位数字信号分别依次会控制时钟输入端口S1‑S8导通和关断，进而控制电流模式DAC产生比I/2更小电流IDAC2，DAC产生的电流IDAC2同样经过共源共栅电流镜同比例复制为可调控电流源I2和I3，从而减小可调控电流源I2和I3电流大小，所以增大A×(V1‑V2)，使得放大器OPA2输出端直流电压Vo上升，重复上述操作，让放大器OPA2输出直流电压Vo逐渐接近于VDD/2，经过一段校准时间后，时钟clk11低电平，开关K13断开，失调校准操作结束，电路正常工作；

所述S2.2中的高频霍尔信号放大操作具体如下：

当高频通路直流失调校准操作结束后，偏置电路N_CS1输出的电压为Vh+Vos1+Vc(Vh为霍尔电压，Vc为共模磁场带来的干扰电压，Vos1为霍尔探头X3输出的失调电压)，偏置电路N_CS2输出的电压为‑Vh+Vos2+Vc，(Vos2为霍尔探头X4输出的失调电压)，偏置电路N_CS1输出的霍尔电压和失调电压经过跨导放大电路GM3转化为电流分别为Ih+Ios1+Ic(Ih、Ios1、Ic为电压Vh、Vos1、Vc经过跨导放大电路GM3转化为电流的大小)，偏置电路N_CS2输出的霍尔电压和失调电压经过跨导放大电路GM4转化为电流分别为‑Ih+Ios2+Ic(Ih、Ios2、Ic为电压Vh、Vos2、Vc经过跨导放大电路GM4转化为电流的大小)；跨导放大电路GM3和GM4输出的电流相减之后为2Ih+Ios1‑Ios2，GM3和GM4输出的电流相减之后流过电阻R1和R2转化为电压VN_CS＝R1×(2Ih+Ios1‑Ios2)，电阻R1和R2阻值大小相等；电压放大电路输出的霍尔电压VN_CS再次经过放大与失调校准电路二次放大输出霍尔电压V＝A×R1×(2Ih+Ios1‑Ios2)；其中A为放大与失调校准电路中放大器OPA2增益；

所述S2.3中的匹配网络电路操作具体如下：

放大与失调校准电路输出霍尔电压信号V通过匹配网络输入端口Vi_h1、Vi_h2，匹配网络对于高频通路是个高通滤波器，截止频率为Fx＝1/(2πR5C12)，其中Fx为匹配网络的截止频率，R5为电阻R5的电阻，C12为电容C12的电容，放大与失调校准电路输出信号V是频率大于Fx的信号，可以正常通过高通滤波器输出霍尔电压，低频通路连接匹配网络输入端口Vi_l1、Vi_l2，匹配网络对于低频通路是个低通滤波器，截止频率为Fx＝1/(2πR5C12)，其中Fx为匹配网络的截止频率，R5为电阻R5的电阻，C12为电容C12的电容，低频信号是频率小于Fx的信号，可以正常通过低通滤波器输出霍尔电压。